Главная » 2015 » Апрель » 5 » Стабилизатор тока на микросхеме МС34063
13:47
Стабилизатор тока на микросхеме МС34063

Ещё один вариант стабилизатора тока микросхеме МС34063. От уже известных схем стабилизаторов на этой микросхеме, предложенный вариант отличается немного нестандартным включением, позволившим увеличить рабочую частоту и обеспечить устойчивость даже при малых значениях индуктивности дросселя и ёмкости выходного конденсатора.Особенность микросхемы заключается в том, что она является одновременно и ШИМ и релейной.

В документе AN920-D описано: Во время зарядки времязадающего конденсатора на одном входе логического элемента «И», управляющего триггером, устанавливается логическая единица. Если выходное напряжение стабилизатора ниже номинального (по входу с пороговым напряжением 1,25В), то логическая единица выставляется и на втором входе этого же элемента. В этом случае на выходе элемента и на входе «S» триггера выставляется также логическая единица, он устанавливается (активный уровень по входу «S» — лог. 1) и на его выходе «Q» появляется логическая единица, открывающая ключевые транзисторы. Когда напряжение на частотозадающем конденсаторе достигнет верхнего порога, он начинает разряжаться, при этом на первом входе логического элемента «И» появляется логический ноль. Этот же уровень подаётся и на вход сброса триггера (активный уровень по входу «R» — лог. 0) и сбрасывает его. На выходе «Q» триггера появляется логический ноль и ключевые транзисторы закрываются. Далее цикл повторяется.

По функциональной схеме видно, что это описание относится только к компаратору тока, функционально связанному с задающим генератором (pin 7). А выход компаратора напряжения (pin 5) таких привилегий не имеет.

Получается, что в каждом цикле компаратор тока может как открывать ключевые транзисторы, так и закрывать их, если, конечно, разрешает компаратор напряжения. Но сам компаратор напряжения может выдавать только разрешение или запрет на открывание, которое может быть отработано только, в следующем цикле.

Отсюда следует, что если закоротить вход компаратора тока (pin 6 и 7) и управлять только компаратором напряжения (pin 5), то ключевые транзисторы открываются им и остаются открытыми до конца цикла зарядки конденсатора, даже если на входе компаратора напряжение превысило пороговое. И только с началом разрядки конденсатора генератор закроет транзисторы. В таком режиме мощность, отдаваемая в нагрузку, может дозироваться только частотой задающего генератора, так как ключевые транзисторы хотя и закрываются принудительно, но только на время порядка 0,3-0,5мкс при любом значении частоты. А такой режим больше похож на ЧИМ – частотно-импульсную модуляцию, которая относится к релейному типу регулировки.

Если же наоборот, закоротить вход компаратора напряжения на корпус, исключив его из работы, а управлять только входом компаратора тока (вывод 7), то ключевые транзисторы будут открываться задающим генератором и закрываться по команде компаратора тока в каждом цикле! То есть, при отсутствии нагрузки, когда компаратор тока не срабатывает, транзисторы открываются надолго и закрываются на короткий промежуток времени. При перегрузке, наоборот — открываются и тут же надолго закрываются по команде компаратора тока. При каких-то средних значениях тока нагрузки ключи открываются генератором, и через какое-то время, после срабатывании компаратора тока, закрываются. Таким образом, в данном режиме мощность в нагрузке регулируется длительностью открытого состояния транзисторов — то есть, полноценной ШИМ.

Можно возразить, что это не ШИМ, так как в таком режиме частота не остаётся постоянной, а меняется — уменьшается с увеличением рабочего напряжения. Но при неизменном напряжении питания неизменной остаётся и частота, а стабилизация тока нагрузки осуществляется только изменением длительности импульса. По этому, можно считать, что это полноценная ШИМ. А изменение рабочей частоты при изменении напряжения питания объясняется непосредственной связью компаратора тока с задающим генератором.

При одновременном использовании обоих компараторов (в классической схеме) всё работает точно так же, а ключевой режим или ШИМ включаются в зависимости от того, какой компаратор сработает в данный момент: при перегрузке по напряжению — ключевой (ЧИМ), а при перегрузке по току — ШИМ.

Можно полностью исключить из работы компаратор напряжения, замкнув на корпус 5-й вывод микросхемы, а стабилизацию напряжения осуществлять так же посредством ШИМ, установив дополнительный транзистор. Стабилизация напряжения в этой схеме осуществляется изменением напряжения на входе компаратора тока. Опорным напряжением служит пороговое напряжение затвора полевого транзистора VT1. Выходное напряжение стабилизатора пропорционально произведению порогового напряжения транзистора на коэффициент деления резистивного делителя Rd1, Rd2 и рассчитывается по формуле:

Uout=Up(1+Rd2/Rd1), где

Up – Пороговое напряжение VT1 (1.7…2В).

Стабилизация тока по-прежнему зависит от сопротивления резистора R2.

Микросхема МС34063 имеет два входа, которые можно использовать для стабилизации тока.

Один вход имеет пороговое напряжение 1.25В (5-й pin), что для довольно мощных светодиодов не выгодно из-за потерь мощности. Например, при токе 700мА (для светодиода на 3Вт) имеем потери на резисторе-датчике тока величиной 1.25*0.7А=0.875Вт. Уже по этой причине теоретический КПД преобразователя не может быть выше 3Вт/(3Вт+0.875Вт)=77%. Реальный же — 60%…70%, что сравнимо с линейными стабилизаторами или просто резисторами-ограничителями тока.

Второй вход микросхемы имеет пороговое напряжение 0.3В (7 pin), и предназначен для защиты встроенного транзистора от перегрузки по току. Обычно, так эта микросхема и используется: вход с порогом 1.25В — для стабилизации напряжения или тока, а вход с порогом 0.3В — для защиты микросхемы от перегрузки. В данном варианте предлагается использовать для стабилизации тока вход с пороговым напряжением 0.3В, а другой, с напряжением 1.25В — просто отключить.

Конденсатор Сf – задаёт рабочую частоту. В документации на микросхему указана максимальная рабочая частота 100КГц, в табличных параметрах приведено среднее значение 33КГц, на графиках, показывающих зависимость длительности открытого и закрытого состояний ключа от ёмкости частотозадающего конденсатора, приведены минимальные значения 2мкс и 0,3мкс соответственно (при ёмкости 10пФ). Получается, что если взять последние значения, то период равен 2мкс+0.3мкс=2.3мкс, а это частота 435КГц.

Если учесть принцип работы микросхемы — триггер, устанавливаемый импульсом задающего генератора, и сбрасываемый компаратором тока, то получается, что эта мс является логической, а у логики рабочая частота не ниже единиц МГц. Выходит, что быстродействие будет ограничено только скоростными характеристиками ключевого транзистора. И если бы он не тянул частоту 400КГц, то и фронты со спадами импульсов были бы затянуты и КПД был бы очень низким из-за динамических потерь. Однако практика показала, что микросхемы разных производителей хорошо запускаются и работают вообще без частотозадающего конденсатора. А это позволило максимально повысить рабочую частоту — до 200КГц — 400КГц в зависимости от экземпляра микросхемы и её производителя. Ключевые транзисторы микросхемы держат такие частоты хорошо, так как фронты импульсов не превышают 0,1мкс, а спады — 0,12мкс при рабочей частоте 380КГц. Поэтому даже на таких повышенных частотах динамические потери в транзисторах достаточно малы, и основные потери и нагрев определяются повышенным напряжением насыщения ключевого транзистора (0.5…1В).

Резистор R3 ограничивает ток базы встроенного ключевого транзистора. Показанное на схеме включение этого резистора позволяет уменьшить рассеиваемую на нём мощность и повысить КПД стабилизатора. Падение напряжения на резисторе R3 равно разности между напряжением питания,  напряжением нагрузки и падением напряжения на микросхеме (0.9-2В). Например, при последовательной цепочке из 3-х светодиодов с общим падением напряжения 9…10В и питании от аккумулятора (12-14В) падение напряжения на резисторе R3 не превышает 4В. В результате, потери на резисторе R3 оказываются в несколько раз меньше, по сравнению с типовым включением, когда резистор включается между 8-м выводом микросхемы и напряжением питания.

Резистор R2 является датчиком тока нагрузки. Расчёт этого резистора особенностей не имеет. Следует только учитывать, что опорное напряжение токового входа микросхемы отличается у разных производителей.

 

Предельный КПД, получаемый в данном варианте стабилизатора, не превышает 90%. Дальнейшему росту КПД препятствуют повышенное напряжение насыщения ключевого транзистора — не менее 0.4…0.5В при токах до 0.5А и 0.8…1В при токах 1…1.5А. По этому основным греющимся элементом стабилизатора всегда является микросхема. Ощутимый нагрев бывает только при предельных для конкретного корпуса мощностях. Например, микросхема в корпусе SO-8 при токе нагрузки 1А нагревается до 100 градусов и без дополнительного теплоотвода циклически выключается встроенной защитой от перегрева. При токах до 0.5А…0.7А микросхема слегка тёплая, а при токах 0.3…0.4А вообще не греется. При повышенных токах нагрузки можно снизить рабочую частоту. В этом случае динамические потери ключевого транзистора значительно уменьшаются. Снижается общая мощность потерь и нагрев корпуса.

Внешними элементами, влияющими на КПД стабилизатора, являются диод D, дроссель L и резисторы Rsc и Rb . Поэтому диод следует выбирать с малым прямым напряжением (диод Шоттки), а дроссель – с как можно низким сопротивлением обмотки. Из-за относительно маломощного ключевого транзистора, встроенного в микросхему, не следует сильно уменьшать индуктивность дросселя, так как при этом увеличивается пиковый ток транзистора при прежнем среднем его значении и растёт напряжение насыщения. В результате, увеличиваются потери на транзисторе, и падает общий КПД.

Увеличение индуктивности дросселя позволяет так же увеличить и максимальный ток нагрузки вплоть до предельного значения тока ключевого транзистора микросхемы (1.5А). При увеличении индуктивности дросселя форма тока ключевого транзистора меняется с полностью треугольной до полностью прямоугольной. А так как площадь прямоугольника в 2 раза больше площади треугольника (при одинаковых высоте и основании), то среднее значение тока транзистора (и нагрузки) можно увеличить в 2 раза при неизменной амплитуде импульсов тока. То есть, при треугольной форме импульса амплитудой 1.5А средний ток транзистора и нагрузки получается:

Iн=1.5А/2*k,

где k – максимальный коэффициент заполнения импульсов, равный 0.9 для данной микросхемы.

В результате максимальный ток нагрузки не превышает:

Iн=1.5А/2*0.9=0.675А.

И любое увеличение тока нагрузки свыше этого значения влечёт превышение максимального тока ключевого транзистора микросхемы.

Поэтому во всех даташитах на данную микросхему указывается максимальный ток нагрузки 0.75А.

Увеличив индуктивность дросселя так, что бы ток транзистора стал прямоугольным, можем убрать двойку из формулы максимального тока и получить:

Iн=1.5А*k=1.5А*0.9=1.35А.

Следует учитывать, что при значительном увеличении индуктивности дросселя несколько увеличиваются и его габариты. Тем не менее, иногда оказывается проще и дешевле для увеличения тока нагрузки увеличить размеры дросселя, чем ставить дополнительный мощный транзистор. Естественно, при требуемых токах нагрузки более 1.5А кроме как установкой дополнительного транзистора (или другой микросхемы-контроллера) не обойтись, а если вы поставлены перед выбором: ток нагрузки 1.4А или другая микросхема, то стоит попробовать сначала решить задачу увеличением индуктивности, пойдя на увеличение размеров дросселя.

 

Включение-выключение

Выключение стабилизатора на микросхеме МС34063 реализуется подачей напряжения на 3-й вывод.

На 3-м выводе микросхемы действует пилообразное напряжение заряда и разряда частотозадающего конденсатора. Когда напряжение достигает порогового значения 1.25В, начинается разряд конденсатора, а выходной транзистор микросхемы закрывается. Значит, для выключения стабилизатора нужно подать на 3-й вход микросхемы напряжение не менее 1.25В. Согласно данным даташитов на микросхему времязадающий конденсатора разряжается током максимум 0,26мА. Значит, при подаче на 3-й вывод внешнего напряжения через резистор, для получения выключающего напряжения не менее 1.25В ток через резистор должен быть не менее 0.26мА. В результате имеем две основные цифры для расчёта внешнего резистора. Например, при напряжении питания стабилизатора 12…15В, стабилизатор должен быть надёжно выключен при минимальном значении – при 12В. В результате, сопротивление дополнительного резистора находим из выражения:

R=(Uп-Uvd1-1.25В)/0.26мА=(12В-0.7В-1.25В)/0.26мА=39КОм.

Для надёжного выключения микросхемы сопротивление резистора выбираем меньше вычисленного значения. На фрагменте схемы Рис.12 сопротивление резистора равно 27КОм. При таком сопротивлении напряжение выключения получается около 9В. Значит, при напряжении питания стабилизатора 12В можно надеяться на надёжное выключение стабилизатора с помощью данной схемы. При управлении стабилизатором от микроконтроллера резистор R нужно пересчитать для напряжения 5В. Входное сопротивление по 3-му входу микросхемы довольно большое и любое подключение внешних элементов может влиять на формирование пилообразного напряжения. Для развязки цепей управления от микросхемы и, тем самым, сохранении прежней помехоустойчивости служит диод VD1. Управление стабилизатором можно осуществлять либо подачей постоянного напряжения на левый вывод резистора R,  либо закорачиванием на корпус точки соединения резистора R с диодом VD1 (при постоянном наличии напряжения на левом выводе резистора R). Стабилитрон VD2 призван защитить вход микросхемы от попадания высокого напряжения. При низких напряжениях питания он не нужен.

Регулировка тока нагрузки

Так как опорное напряжение компаратора тока микросхемы равно сумме напряжений на резисторах R1 и R3, то изменением тока смещения резистора R3 можно регулировать ток нагрузки. Возможны два варианта регулировки – переменным резистором и постоянным напряжением.

  Для регулировки тока нагрузки переменным резистором нужно постоянный резистор R2 заменить сборкой резисторов R2’. В этом случае, при изменении сопротивления переменного резистора, общее сопротивление резистора R2’ будет меняться в пределах 27…37КОм, а ток стока транзистора VT1 (и резистора R3) будет меняться в пределах 1.3В/27…37КОм=0.048…0,035мА. При этом на резисторе R3 напряжение смещения будет меняться в пределах 0.048…0,035мА*10КОм=0.48…0,35В. Для срабатывания компаратора тока микросхемы на резисторе-датчике тока R1 должно падать напряжение 0.45-0.48…0,35В=0…0.1В. При сопротивлении R1=0.1Ом такое напряжение будет падать на нём при протекании через него тока нагрузки в пределах 0…0.1В/0.1Ом=0…1А. То есть, меняя сопротивление переменного резистора R2’ в пределах 27…37КОм сможем регулировать ток нагрузки в пределах 0…1А. Для регулировки тока нагрузки постоянным напряжением нужно в затвор транзистора VT1 поставить делитель напряжения Rd1Rd2. С помощь этого делителя можно согласовать любое напряжение управления с требуемым для VT1. Ниже приведены формулы для расчёта:

Upc = URsc + UR3

URsc = Ih * Rsc

UR3 = Id * R3

Id = UR2 / 2

Ug = UR2 - Uvt

Ua = Ug * (1 + Rd2 / Rd1)

Где

Upc  - Пороговое напряжение компаратора тока

URsc  - Напряжение на датчике тока

UR3 - Напряжение на резисторе R3

Ih - Ток нагрузки

Id - Ток стока транзистора VT1

UR2 - Напряжение на резисторе R2

Ug - Напряжение на затворе транзистора VT1

Uvt - Пороговое напряжение транзистора VT1

Ua - Напряжение управления

 

 

 

 

Категория: Электроника | Просмотров: 2042 | Добавил: graftsv | Теги: КР1156ЕУ5, MC34063, DC/DC преобразователь
Всего комментариев: 0
avatar